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單管反激電路基本結構
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兩種模式DCM 和CCM
1） CCM和DCM模式判斷依據
CCM和DCM的判斷，不是按照初級電流是否連續來判斷的。而是根據初、次級的電流合成來判斷的。只要初、次級電流不同是為零，就是CCM模式。而如果存在初、次級電流同時為零的狀態，就是DCM模式。介于二者之間的就是BCM模式。
2） 兩種模式在波形上的區別
a. 變壓器初級電流，CCM模式是梯形波，而DCM模式是三角波。
b. 次級整流管電流波形，CCM模式是梯形波，DCM模式是三角波。
c. MOS的Vds波形，CCM模式，在下一個周期開通前，Vds一直維持在Vin+Vf的平臺上。而DCM模式，在下一個周期開通前，Vds會從Vin+Vf這個平臺降下來發生阻尼振蕩。（Vf次級反射到原邊電壓） 。因此我們就可以很容易從波形上看出來反激電源是工作在CCM還是DCM狀態。
DCM
CCM
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MOSFET在開通和關斷瞬間寄生參數對波形的影響
在MOS關斷的時候，Vds的波形顯示，MOS上的電壓遠超過Vin+Vf！這是因為變壓器的初級有漏感。漏感的能量是不會通過磁芯耦合到次級的。那么MOS關斷過程中，漏感電流也是不能突變的。漏感的電流變化也會產生感應電動勢，這個感應電動勢因為無法被次級耦合而箝位，電壓會沖的很高。那么為了避免MOS被電壓擊穿而損壞，所以我們在初級側加了一個RCD吸收緩沖電路，把漏感能量先儲存在電容里，然后通過R消耗掉。
當次級電感電流降到了零，這意味著磁芯中的能量已經完全釋放了。那么因為二管電流降到了零，二極管也就自動截止了，次級相當于開路狀態，輸出電壓不再反射回初級了。由于此時MOS的Vds電壓高于輸入電壓，所以在電壓差的作用下，MOS的結電容和初級電感發生諧振。諧振電流給MOS的結電容放電。Vds電壓開始下降，經過1/4之一個諧振周期后又開始上升。由于RCD箝位電路以及其它寄生電阻的存在，這個振蕩是個阻尼振蕩，幅度越來越小。
f1比f2大很多（從波形上可以看出），這是由于漏感一般相對較小；同時由于f1所在回路阻抗比較小，諧振電流較大，所以能夠很快消耗在等效電阻上，這也就是為什么f1所在回路很快就諧振結束的原因！（具體諧振時間可以通過等效模型求解二次微分方程估算）
1） CCM（Vds，Ip）
2）其他一些波形分析（次級輸出電壓Vs，Is, Vds）
CCM （ch3為變壓器副邊Vs波形）
DCM （ch3為變壓器副邊Vs波形）
不管是在CCM模式還是DCM模式，在mosfet開通on時刻，變壓器副邊都有震蕩。主要原因是初次級之間的漏感+輸出肖特基（或快恢復）結電容+輸出電容諧振引起，在CCM模式下與肖特基的反向恢復電流也一些關系。故一般在輸出肖特基上并聯一個RC來吸收，使肖特基應力減小。
CCM （ch3為變壓器副邊Is波形）
DCM （ch3為變壓器副邊Is波形）
不管是在CCM模式還是DCM模式，在mosfet關斷off時刻，變壓器副邊電流Is波形都有一些震蕩。主要原因是次級電感+肖特基接電容+輸出電容之間的諧振造成的。
3）RCD吸收電路對Vds的影響
Ch3=Vds（加吸收前）
Ch3=Vds（加吸收后）
在MOS關斷的時候，Vds的波形顯示，MOS上的電壓遠超過Vin+Vf！這是因為，變壓器的初級有漏感。漏感的能量是不會通過磁芯耦合到次級的。那么MOS關斷過程中，漏感電流也是不能突變的。漏感的電流變化也會產生感應電動勢，這個感應電動勢因為無法被次級耦合而箝位，電壓會沖的很高。那么為了避免MOS被電壓擊穿而損壞，所以我們在初級側加了一個RCD吸收緩沖電路，把漏感能量先儲存在電容里，然后通過R消耗掉。
4）Vgs波形
為使mosfet在開通時間的上升沿比較陡，進而提高效率。在布線時驅動信號盡量通過雙線接到mosfet的G、S端，同時連接盡量短些。
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設計時需注意點
1）盡量使反激電路最大工作占空比小于50%，若要使占空比工作在大于50%，為避免次諧波震蕩，需加上斜率補償，此外還需注意變壓器能否磁復位。由于mosfet導通和關斷需要一定的時間，同一批次的變壓器單體之間也有差異，建議反激最大工作占空比小于45%。
2）反激的功率地和控制地的連接須注意單點接地，特別是在哪個地方進行單點接地需慎重。為有效地吸收地噪聲（mosfet的開通和關斷），輸入電容的一個腳盡量靠近共地點。
3）由于電壓外環的PID輸出與電流內環進行比較來決定占空比，事實上PID的輸出不是一條絕對直線，它是在直流的基礎上疊加了一個低頻分量，為保證輸出穩定，在設計時需使內環帶寬比外環帶寬大于10倍以上。
Ch2=電壓外環PID輸出
上述波形一般在開始調環路或者在輸入VIN比較高時經常會出現，主要原因是外環的帶寬太快了，為使系統穩定，需減小帶寬，一般可通過減小比例P或者增大積分C來解決。
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